分享一个用OB2710 反激控制芯片搭建的100-265V输入 24V 2.5A输出的开关电源项目。由于芯片主控频率比较高，且能在不同条件下切换QR/CCM模式，在宽电压的输入条件下尽可能的减小变压器体积。同时除了相关计算我也会分享自己设计时的思考过程，如果有不对或者不合理的地方也欢迎大家提出建议。
/*内容大纲*/
- Part.1 项目的由来
- Part.2 产品规格
- Part.3 主控芯片的选择
- Part.4 电路设计过程与思路
- Part.5 噪声问题
- Part.6 VCC绕组的问题
- Part.7 开机时的注意事项
我比较懒，资料没有整理的非常好。如果需要BOM，PCB，原理图，计算表格的朋友可以评论留言，我后续会上传资料给大家。
/*Part.1 项目的由来*/
我们公司之前主营产品为LED照明，多年给国外品牌ODM。产品主要用于DALI，KNX智能系统中，专门针对恒压控制器。多年给国外品牌ODM过程中，常常被客诉产品在使用中损坏，通过对失效产品的分析，发现基本上是被过高的输入尖峰电压击穿。客户希望我们能做到不管用户使用何等性能的电源，控制器都能正常工作的LED灯。可是市场上的很多产品的设计并不一定非常规范，用负载的高性能来面对供电和控制设备的差异性，无论在成本上还是在效果上都不一定是最优解，所以我们决定自己针对斩波调光方式设计对应的电源，控制器和LED来实现效果最优。
/*Part.2 产品规格*/
作为低压产品，24V DC供电是智能照明市场主流，并且智能家居主控大家一般希望能统一放置在配电柜中统一管理，但是低压供电又存在远距离供电压降的问题，使得最终到达负载时的电压不足24V，带来亮度的不一致。为此产品需要添加带有输出电压范围可调的功能，本例中选用可调电阻调节输出的方式，方便用户安装后进行调试。
关于输入电压，一般欧洲的电压为230Vac, 设计时只需要考虑欧洲的电压范围即可，但是我想着按宽电压范围进行设计。一方面产品未来不单单可以用于美国市场，增加适用的市场。另一方面如果在设计时考虑100Vac，那么产品在230Vac条件下，就能性能更好。所以设计目标就按宽电压来。
或许有人会说这样产品针对特定市场时 不一定会有价格优势，但是我想成本的构成不单单指的是物料的成本，还有公司的开发成本，运营成本等构成，尽可能少数的产品规格可已经降低总成本。另外我认为好的产品性能，也能形成良好的口碑，减少营销成本。
/*Part.3 主控芯片的选择*/
之前产品没有涉及恒压类AC/DC电源，没有库存芯片的限制，但是在芯片选择上也有些迷茫，不知道从哪方面下手。同类型的反激芯片市场上有很多，虽然拓扑都是一样的但是该如何选择呢？只有价格维度吗？
做了几个项目我总结了我选择芯片的几个方面
- 芯片封装
- 工作频率
- 驱动能力
- 工作模式
- 厂家资料
芯片封装：
封装越小，能选SOT23，就不选SOP8。小封装意味着需要PCB空间小，未来一定是电子产品小型化，这点不需要赘述了。
工作频率：
除非上市时间久的芯片，现在一般都是跳频，QR模式。这点应该没什么好选的。但是需要看满载时的最高频率 我的想法选择越高越好。因为这样可以减少变压器体积。
另外有一些芯片在设计时有考虑到宽电压的工作情况，使得芯片可以面对更多的应用，我一般会选择这类芯片。因为后期可以减少我的物料种类
驱动能力：
对于MOS外置方案，查看芯片驱动电流的大小，然后结合不同电流等级的MOS管的Ciss大小，可以初步评估其可以带动MOS的功率等级，从而了解这颗料使用的最大功率。当然也是从备料的角度上看，选择适用功率越大越好
工作模式：
为了提升效率，目前主流的反激芯片都是采用QR模式，这样能尽可能的提供高效率。但是也有一些芯片会根据不同负载状态调整工作模式，比如从QR模式转成CCM模式，这种模式的好处是尽可能的提高了芯片的功率段，也可以很好的控制了变压器体积。
厂家资料：
优先选择除了规格书，能提供设计指南的芯片的厂家。这点我个人觉得非常重要，一方面你可以从中看出这个品牌的服务态度和技术水平，另一方面也能让你在后续调试中避免一些坑。
而且有些品牌产品规格书中，会详细表述工作时序和控制逻辑与实现原理，这点对后续优化方案有很大的帮助。
/*Part.4 电路设计过程*/
综上我后面选择OB2710了进行电路设计。
前级EMI
压敏电阻，保险丝，EMI电路。我水平有限没法在样品出来前，就对EMI滤波进行定量分享，给出具体选型设计。所以我一般都是找厂家要DEMO资料，先按上面的选型来画PCB，后续在样品阶段进行调整。
另外对于不熟悉的芯片 我也会去看DEMO的PCB布局，作为layout时的思路。这样在实际工程中能比较快的上手。后续板子实际测试时 在来调整
比如：在本例中，当我将芯片驱动脚靠近MOS时，会带来芯片靠近变压器和功率回路的问题，这样可能会带来干扰的问题。然而IC放置到合理位置时，驱动回路又回比较长，难免会引入寄生电感等寄生参数。
这对这个矛盾，我一般是先确保功率回路的合理。然后在实际测试环节去重点看驱动是否会有问题。
主电容选型
主电容的选项这里列出了2种方式，经验公式的方法比较简单，在实际工作中可以简化设计过程。至于第二种我建议可以把公式放到EXCEL表格或者MATHCAD，方便后续调试时验证实际纹波
经验公式计算
由于是宽压，根据经验1W 2uF, 而输入功率按90%的效率估算为66W，得133uF, 选择120uF电容，耐压400V 铝电解电容。
纹波设定计算法
取电容纹波为40V（经验值，也可根据电容寿命要求设置纹波值）
电容容值计算公式
其中∆V=40V，I为平均电流值，∆t为放电时间
求平均电流
低压段100-130V
最低输入电压取100V，则最大电压
电容滤波后最低电压
Vmin=141.4-40V=101.4V
故平均电压
输入功率已知为：66W，PF值预估0.5
求充电时间
低压段100-130V，频率为60Hz, 整流后为120Hz, 取3/4为放电时间。故∆t=6.24ms
主电容容值
导入前面公式计算得。电容值取160uF，按常规规格取150uF.
变压器设计
由之前的设想，我希望兼顾体积和效率的平衡，虽然QR模式效率最高但是经过计算，发现如果全范围DCM（QR）模式，初次级电流应力较大，会增加初次级电容选型难度和相关器件成本。故将变压器工作模式设定为高压段时为QR，低压段为CCM，这样一方面可以减小变压器体积，同时可可以尽可能提高效率。
总所周知，CCM模式变压器和DCM模式变压器计算方法不一样，针对在不同电压段工作模式不一样的情况该如何计算呢？
查阅规格书，发现主控芯片在不同电压段时，会识别母线电压从而调整工作方式。那么我就选择这个临界点（150V）来进行计算，确保高压段为QR模式，低压段为CCM模式。
150V时最小母线电压Vbus
根据公式
为电容充电时间在一个馒头波周期内的占比，一般取0.2
C 为电容容值， f为供电频率50/60Hz
计算得电容容值为 150uF时 Vbus=192V
限定Vor的取值极限
之前看了很多资料 总是计算时先将Dmax=0.45代入最小输入电压 求Vor, 我感觉这样的算法只能是从经验的角度出发，但是最后我们还是需要根据器件进行调整，所以我尝试从器件选型的角度出发来计算Vor。 另外我发现很多IC可以支持占空比超过0.5
Vor的取值，直接关系到原边MOS的耐压选择，然而在实际中，公司MOS管一般作为常规物料都有备货，所以尽可能的避免新物料导入，我一般会先根据库存的MOS倒推出Vor的最大值，然后尽可能的选择比较大的匝比来限制原边的电流。
其中Vmos是MOS管的耐压，50V为预留的裕量，Vm为漏感尖峰电压，Vbus为母线电压
Vbus需要去最大输入电压进行计算，由于输入最大为275Vac,所以这里为380V最大母线电压
Vm漏感 我一般取100V
另外我喜欢用NCE 700V的管子 这样可以匝比可以选大一些的。
从工程师会觉得50V的裕量比较小，我个人认为是够的，因为NMOS的耐压值 会随工作温度上升而上升，除非产品用在环境温度较低的地方，不然实际工作环境肯定是高于25℃。
根据计算得最大Vor为161V，我这里取150V为Vor的取值进行初步计算。匝比n为6.25
考虑副边二极管反向电压
确定完Vor后，不要着急计算匝比，需要先评估一下副边的耐压。
从提高效率的维度，副边的钳位二极管选择肖特基二极管对效率提升帮助比较大，然而市面上的肖特基最大电压没法做的很大一般都是低于150V，所以在设定Vor时，我一般会评估一下副边的反向电压，然后在进一般调整Vor，计算公式如下
Vout也不要忘记加，因为二极管或MOS管反向电压值除了原边折射过来的电压还有输出电容上的电压
另外我会用建立一个表格，随时调整取值来看次级的耐压值,避免忽略某些极限情况。比如我需要确保22-28V输出 器件应力都处于合理范围内，表格可以建立汇总，并在超出高亮显示。
计算占空比D进行校验
由于150V设定为为BCM临界点。且Vor已经设定好了，通过下列公式可以求D，从而验证是否能满足IC的限制。
取150V为临界导通模式点，低与150V全范围CCM模式
Vinmax=150V*1.414=212.1V，减去纹波20V，取192V
计算得 D=0.398
Vinmax=380V时， Dmin=0.251
Vinmin=90Vac时，Dmax=0.58 满足OB2710 最大0.7的限制
另外后面计算电感电流也是需要的代入占空比，所以这里也需要先计算出来
根据OB2710规格书得知，在高压段其满载时，工作频率为77KHz, 低压段为100KHz. QR模式，如负载加大进入CCM模式，高压段为65KHz, 低压段为85KHz. 同时上升和下降时间合计350nS.
故Ton时间应大于350nS.
77KHz时，周期为12.9us 65KH 周期为15.3us
100KHz时，周期为10us 85KHz 周期为11.7us
理论上，最小占空比3.1%@高压段，4%@低压段
电感感量计算
根据公式
电源效率设为91% ，输出功率为60W，f取低压段QR为100KHz
得电感取值为520uH
由于低压段电流最大且处于CCM模式，所以需要根据下面CCM的计算公式求电流
计算初级线圈最大电流
由公式推导得
Vinmin=90V Dmax=0.58 Lp=520uH f=85KHz
计算得电流变化量为1.41A
计算腰线电流
计算得Iav_on=1.46A
计算Ipk和Ip0
Ipk=1.82A
Ip0=0.758A
计算原副边电流有效值
n*Ipk=Ipks =13.58A
n*Io=Iso=6.656A
原边电流有效值为：1.049A
副边有效电流值为：6.14A
磁芯规格计算
之前都是用AP法计算磁芯大小，但是感觉其中有几个参数和变压器绕制时工艺有关，所以这次使用Ve法进行计算
r为电流纹波率， r= Idc=Irm
f为开关频率 公式使用单位为KHz
计算得Ve=6028
查表得PQ2625能满足要求。我是按CCM模式的电流纹波率代入公式计算
电感气隙计算
很多时候我们不计算电感气隙，直接让供应商按电感量自行磨进行确定。但是在需要再优化电感取值时，气隙长度可以帮忙我们更好的分析优化方向，所以这里我也列出公式方便后续优化
电感气隙因数
反激变压器合理得气缝因数10-20区间呢。
计算气隙长度lg
得lg=0.45mm
这里的公式来源于《精通开关电源设计》
匝数，线径计算啥的我这里就不列出来了，网上这类公式太多了。最好我把变压器的绕制文件贴出来供大家参考
MOS管的选择
通过计算得方式获得MOS管的参数，这种方式比较理论，而且计算会涉及大量运算，关键的是不同厂家结电容参数会有差异，大量的计算有时候并不太适合实际。除了选择封装时会大概评估一下功率，我一般采用直接试的方式选择不同额定电流的管子
我一般都是按最大有效值电流的3-5倍初步选择MOS管，然后在首样时先测试，在调整的规格的方式。
副边整流管
这个项目我原来选择同步整流芯片驱动MOS的方案，但是选择IC时，发现如果我考虑最大输出电压为28V时，并没有多少方案可以选择，而且为了效率 我选择的是高边方案，芯片温度较高。
在查阅芯片温度高的资料时，偶然发现东科有一款合封的同步整流管非常省空间，而且也不需要搭建外围电路。所以本项目中我最后选择这款同步管。
RCD吸收回路
我之前查阅很多资料和计算公式，由于寄生参数很难在设计之初进行定量，所以我一般都是在首样阶段，通过实际测试后来调整。
由于刚开始不加RCD，我会选择低压状态上电，确保MOS不被击穿。用示波器查看和测量Vds 关断时的振铃频率和幅值。然后通过下列表格计算
测试步骤：
- 不加缓冲电路，测量尖峰振铃的谐振频率
- 只添加电容，容值我一般会先取3.3nF，观测新的谐振频率并填入表格。如果频率没有变化可以加大电容
- 计算结果会有一个范围，可以自行选择标准容值进行测试
- 测量电容两端电压，确保最低电压不低于Vor值，最高电压在MOS耐压安全范围内
副边的RC吸收也是一样的，注意RC吸收本身会带来能量损失，所以不是吸收越多越好
/*Part5. 噪声问题*/
关于反激开关电源变压器会有噪声的问题
针对这个问题我一般从下面几个地方看
- 用示波器看Vds是否有大小周期的问题，如果有，调整光耦的供电电阻，电阻调小提高响应，另外调整环路补偿电容值。
- 如果是自己绕制的没有含浸过的变压器，可以让供应商含浸一下，看看问题是否还有，如果没解决，变压器打胶固定。
- 有时候RCD 电容用贴片电容也会带来噪声，更换瓷片电容看看问题是否排除
- 一般来说负载加大时有噪声基本上是系统没有调试到稳态，采样电阻合理的情况下，调整一下环路补偿电路。
- 极轻载或空载时有噪声，如100mA，是由于芯片进入Brust模式，间隙性工作。这个时刻可以先换瓷片电容看看 。
/*Part6.VCC绕组的问题*/
VCC绕组电压越低，功耗也低。所以尽可能减低VCC电压。从理论上看似乎没有什么问题，但是在变压器实际绕制中，过小的匝数会导致磁耦合不好，要么电压过低，要么开关管关断时，过大的尖峰会触发芯片VCC引脚OVP保护。
我之前设计反激电源时，喜欢尽可能的提高匝比，想着能降低原边电流值，提高效率。但是过高的匝比，会让副边的匝数较少，致使耦合不佳，反而带来效率问题。
- 针对匝数少的问题，我一般通过下面对策来提高耦合
- 增加绕组的线数，虽然线的载流能力已经足够，但是我会多加几股线。但是需要注意多股线会增加绕制的工艺成本。
- 采用均绕的方式，将绕组均匀分配到磁芯上，提高耦合性和批量的一致性
/*Part7.启动时的注意事项*/
重要的事说三遍
上电时系统不是稳态！上电时系统不是稳态！上电时系统不是稳态！
我们需要注意到关于反激中所有的计算方式如：原副边MOS管的应力计算，RCD吸收设计都是建立在稳态的前提下。但是在系统启动时，反馈还没有完全建立时，实际情况与计算值不一定一致。所以一定要对启动阶段进行测试验证，确保器件应力处于正常范围。
例如
- 芯片上电会有一个软启动过程，这个时候芯片驱动脚PWM会按一定的工作频率开机，有的芯片又是通过不断增加占空比的方式开机。那么根据伏秒平衡此时的Vor就和我们之前计算得值不一样，
- 另外RCD回路也不是一开始就稳定，而是在经过数个周期后，达到吸收和放电在一个周期内达到稳定的过程。这个也会导致副边反向电压不是我们预先设定的值。
- 还要副边同步整流管的运行逻辑，在非稳态下开启和关闭的时间也不和我们设计一样。
- 启动时开关频率未知，寄生电感电容衍生的尖峰也会和稳态不一致。
主控芯片都是根据自己的算法和设定进行工作，其运行逻辑很多时候并没有完全说明，我们能难在设计之初就把余量加上。
所以我的方法如下：
上电时用示波器探头分别测量原边，副边Vds. 把示波器设定为单次触发，预设触发值为耐压值的60-80%。开机时捕捉各器件其最大值。如果有电流探头最好也一起夹上，看尖峰电流是否超过器件最大浪涌电流值。