【原創(chuàng)】跟我學(xué)系列之一，CCM模式APFC電路設(shè)計(jì)
【原創(chuàng)】跟我學(xué)系列之二，元器件降額使用參考
【原創(chuàng)】跟我學(xué)系列之三，常用于APFC的軟開關(guān)BOOST電路的分析與仿真
反激，反激才是王道！
說(shuō)實(shí)話，開這個(gè)話題，我猶豫了很久。因?yàn)殛P(guān)于反激的話題論壇里討論了很多很多，這個(gè)話題已經(jīng)被討論的非常透徹了。關(guān)于反激電源的參數(shù)設(shè)計(jì)也有多篇文章總結(jié)。還有熱心的網(wǎng)友，根據(jù)計(jì)算過程，自己編寫了軟件或電子表格把計(jì)算做的傻瓜化。但我也注意到，幾乎每天都會(huì)出現(xiàn)關(guān)于反激設(shè)計(jì)過程出現(xiàn)問題而求助的帖子，所以，思量再三，我決定還是再一次提出這個(gè)話題！
我不知道我是否能寫出一些有新意的東西，但我會(huì)盡力去寫好。不期望能入高手的法眼，但愿能給入門者一些幫助。
先列提綱
1，反激電路是由buck-boost拓?fù)溲葑兌鴣?lái)，先分析一下buck-boost電路的工作過程。
工作時(shí)序說(shuō)明：
t0時(shí)刻，Q1開通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下線性上升。
t1時(shí)刻，Q1關(guān)斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。
t2時(shí)刻，Q1開通，開始一個(gè)新的周期。
從上面的波形圖中，我們可以看到，在整個(gè)工作周期中，電感L1的電流都沒有到零。所以，這個(gè)工作模式是電流連續(xù)的CCM模式，又叫做能量不完全轉(zhuǎn)移模式。因?yàn)殡姼兄械膬?chǔ)能沒有完全釋放。
從工作過程我們也可以知道，這個(gè)拓?fù)淠芰總鬟f的方式是，在MOS管開通時(shí)，向電感中儲(chǔ)存能量，MOS管關(guān)斷時(shí)，電感向輸出電容釋放能量。MOS管不直接向負(fù)載傳遞能量。整個(gè)能量傳遞過程是先儲(chǔ)存再釋放的過程。整個(gè)電路的輸出能力，取決于電感的儲(chǔ)存能力。
我們還要注意到，根據(jù)電流流動(dòng)的方向，可以判斷出，在輸入輸出共地的情況下，輸出的電壓是負(fù)電壓。
MOS管開通時(shí)，電感L1承受的是輸入電壓，MOS關(guān)斷時(shí)，電感L1承受的是輸出電壓。那么，在穩(wěn)態(tài)時(shí)，電路要保證電感不進(jìn)入飽和，必定要保證電感承受的正向和反向的伏秒積的平衡。那么：
Vin×(t1-t0)=Vout×(t2-t1)，假如整個(gè)工作周期為T，占空比為D，那么就是：
Vin×D=Vout×(1-D)
那么輸出電壓和占空比的關(guān)系就是：Vout=Vin×D/(1-D)
同時(shí)，我們注意看MOS管和二極管D1的電壓應(yīng)力，都是Vin+Vout
另外，因?yàn)槭荂CM模式，所以從電流波形上可以看出來(lái)，二極管存在反向恢復(fù)問題。MOS開通時(shí)有電流尖峰。
2，那么我們常說(shuō)，反激flyback電路是從buck-boost電路演變而來(lái)，究竟是如何從buck-boost拓?fù)溲葑兂龇醇lyback拓?fù)涞哪?？?qǐng)看下面的圖：
這是基本的buck-boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。下面我們把MOS管和二極管的位置改變一下，都挪到下面來(lái)。變成如下的電路結(jié)構(gòu)。這個(gè)電路和上面的電路是完全等效的。
接下來(lái)，我們把這個(gè)電路，從A、B兩點(diǎn)斷開，然后在斷開的地方接入一個(gè)變壓器，得到下圖：
為什么變壓器要接在這個(gè)地方？因?yàn)閎uck-boost電路中，電感上承受的雙向伏秒積是相等的，不會(huì)導(dǎo)致變壓器累積偏磁。我們注意到，變壓器的初級(jí)和基本拓?fù)渲械碾姼惺遣⒙?lián)關(guān)系，那么可以將變壓器的勵(lì)磁電感和這個(gè)電感合二為一。另外，把變壓器次級(jí)輸出調(diào)整一下，以適應(yīng)閱讀習(xí)慣。得到下圖：
這就是最典型的隔離flyback電路了。由于變壓器的工作過程是先儲(chǔ)存能量后釋放，而不是僅僅擔(dān)負(fù)傳遞能量的角色。故而這個(gè)變壓器的本質(zhì)是個(gè)耦合電感。采用這個(gè)耦合電感來(lái)傳遞能量，不僅可以實(shí)現(xiàn)輸入與輸出的隔離，同時(shí)也實(shí)現(xiàn)了電壓的變換，而不是僅僅靠占空比來(lái)調(diào)節(jié)電壓。
由于此耦合電感并非理想器件，所以存在漏感，而實(shí)際線路中也會(huì)存在雜散電感。當(dāng)MOS關(guān)斷時(shí)，漏感和雜散電感中的能量會(huì)在MOS的漏極產(chǎn)生很高的電壓尖峰，從而會(huì)導(dǎo)致器件的損壞。故而，我們必須對(duì)漏感能量進(jìn)行處理，最常見的就是增加一個(gè)RCD吸收電路。用C來(lái)暫存漏感能量，用R來(lái)耗散之。
3，反激電源變壓器參數(shù)設(shè)計(jì)
從今天開始，我們一起來(lái)討論一下反激電源變壓器的設(shè)計(jì)。其實(shí)，反激電源的變壓器設(shè)計(jì)方法有很多種。條條大路通羅馬，我們究竟要選擇哪條路呢？我的想法是，選擇自己熟悉的路，選擇自己能理解的設(shè)計(jì)方法。有的設(shè)計(jì)方法號(hào)稱是最簡(jiǎn)單的，有的設(shè)計(jì)方法號(hào)稱是最明了的。但我認(rèn)為，適合你自己的才是最好的。更何況，有些設(shè)計(jì)方法，直接給個(gè)公式出來(lái)，沒有頭沒有尾的，莫名其妙，就算按照那種方法計(jì)算出來(lái)你要的變壓器，但你理解了嗎？你從中學(xué)習(xí)到了什么？我想，授人以魚，不如授人以漁，希望我們能夠通過討論反激變壓器的設(shè)計(jì)過程，讓大家不僅學(xué)會(huì)怎么計(jì)算反激變壓器，更要能通過設(shè)計(jì)，配合上面的電路原理，把反激的原理搞透。岳飛不就曾說(shuō)過：“陣而后戰(zhàn)，兵法之常，運(yùn)用之妙，存乎一心?！?一旦把原理搞清楚了，那么就不存在什么具體算法了。將來(lái)的運(yùn)用之妙，就存乎一心了?？梢愿鶕?jù)具體的參數(shù)細(xì)化優(yōu)化！
其實(shí)，要設(shè)計(jì)一個(gè)變壓器，就是求一個(gè)多元方程組的解。只不過呢，由于未知數(shù)的數(shù)量比方程數(shù)量多，那么只好人為的指定某些參數(shù)的數(shù)值。對(duì)于一個(gè)反激電源而言，需要有輸入指標(biāo)，輸出指標(biāo)。這些參數(shù)，有的是客戶的要求，也是我們需要達(dá)到的設(shè)計(jì)目標(biāo)，還有些參數(shù)是我們?nèi)藶檫x擇的。一般來(lái)說(shuō)，我們需要這些參數(shù)：
輸入交流電壓范圍、輸出電壓、輸出電流、效率、開關(guān)頻率等參數(shù)。
對(duì)于反激電源來(lái)說(shuō)，其工作模式有很多種，什么DCM，CCM，CRM，BCM，QR等。這里要作一個(gè)說(shuō)明：CRM和BCM是一種模式，就是磁芯中的能量剛好完全釋放，次級(jí)整流二極管電流剛好過零的時(shí)候，初級(jí)側(cè)MOS管開通，開始進(jìn)行下一個(gè)周期。
QR模式，則是磁芯能量釋放完畢后，變壓器初級(jí)電感和MOS結(jié)電容進(jìn)行諧振，MOS結(jié)電容放電到最低值時(shí)，MOS開通，這樣可以實(shí)現(xiàn)較低的開通損耗。也就是說(shuō)，QR模式是的mos開通時(shí)間比CRM模式還要晚一點(diǎn)。
CRM/BCM、QR模式都是變頻控制，同時(shí)，他們都是屬于DCM模式范疇內(nèi)的。
而CCM模式呢，CCM模式的電源其實(shí)也包含著DCM模式，當(dāng)按照CCM模式設(shè)計(jì)的反激電源工作在輕載或者高輸入電壓的時(shí)候，就會(huì)進(jìn)入DCM模式。
那么就是說(shuō)，CRM/BCM，QR模式的反激變壓器的設(shè)計(jì)，可以按照某個(gè)特定工作點(diǎn)的時(shí)候的DCM模式來(lái)計(jì)算。那么我們下面的計(jì)算就只要考慮DCM與CCM兩種情況了。
那么我們究竟是選擇DCM還是CCM模式呢？這個(gè)其實(shí)沒有定論，DCM的優(yōu)點(diǎn)是，反饋容易調(diào)，次級(jí)整流二極管沒有反向恢復(fù)問題。缺點(diǎn)是，電流峰值大，RMS值高，線路的銅損和MOS的導(dǎo)通損耗比較大。而CCM的優(yōu)缺點(diǎn)和DCM剛好反過來(lái)。特別是CCM的反饋，因?yàn)榇嬖趶腄CM進(jìn)入CCM過程，傳遞函數(shù)會(huì)發(fā)生突變，容易振蕩。另外，CCM模式，如果電感電流斜率不夠大，或者占空比太大，容易產(chǎn)生次諧波振蕩，這時(shí)候需要加斜坡補(bǔ)償。所以呢，究竟什么時(shí)候選擇用什么模式，是沒有結(jié)論的。只能是“運(yùn)用之妙，存乎一心”了。隨著項(xiàng)目經(jīng)驗(yàn)的增加，對(duì)電路理解的深入，慢慢的，你就能有所認(rèn)識(shí)。
還有一個(gè)重要的參數(shù)，占空比，這個(gè)參數(shù)既可以人為指定，也可以通過其他數(shù)值的確定來(lái)限制。那我們先來(lái)看看，占空比受那些因素的影響呢？
上面的工作模式是電流連續(xù)的CCM模式。在原圖的基礎(chǔ)上，把電感量降低為80uH，其他參數(shù)不變，仿真看穩(wěn)態(tài)的波形如下：
t0時(shí)刻，Q1開通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下從0開始線性上升。
t1時(shí)刻，Q1關(guān)斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。
t2時(shí)刻，電感電流和二極管電流降到零。D1截止，MOS的結(jié)電容和電感開始發(fā)生諧振。所以可以看見MOS的Vds電壓出現(xiàn)周期性的振蕩。
t3時(shí)刻，Q1再次開通，進(jìn)入一個(gè)新的周期。
在這個(gè)工作模式中，因?yàn)殡姼须娏鲿?huì)到零，所以是電流不連續(xù)的DCM模式。有叫做能量完全轉(zhuǎn)移模式，因?yàn)殡姼兄袃?chǔ)存的能量完全轉(zhuǎn)移到了輸出端。而二極管因?yàn)橐补ぷ髟贒CM狀態(tài)，所以沒有反向恢復(fù)的問題。 但是我們應(yīng)該注意到，DCM模式的二極管、電感和MOS漏極的峰值電流是大于上面的CCM模式的。
另外需要注意的是在DCM下的伏秒積的平衡是：
Vin×(t1-t0)=Vout(t2-t1)
在CCM和DCM模式有個(gè)過渡的狀態(tài)，叫CRM，就是臨界模式。這個(gè)模式就是電感電流剛好降到零的時(shí)候，MOS開通。這個(gè)方式就是DCM向CCM過渡的臨界模式。
CCM在輕載的時(shí)候，會(huì)進(jìn)入DCM模式的。
CRM模式可以避免二極管的反向恢復(fù)問題。同時(shí)也能避免深度DCM時(shí)，電流峰值很大的缺點(diǎn)。要保持電路一直工作在CRM模式，需要用變頻的控制方式。
我們還注意到，在DCM模式，電感電流降到零以后，電感會(huì)和MOS的結(jié)電容諧振，給MOS結(jié)電容放電。那么，是不是可以有種工作方式是當(dāng)MOS結(jié)電容放電到最低點(diǎn)的時(shí)候，MOS開通進(jìn)入下一個(gè)周期，這樣就可以降低MOS開通的損耗了。答案是肯定的。這種方式就叫做準(zhǔn)諧振，QR方式。也是需要變頻控制的。
不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，現(xiàn)在都有豐富的控制IC可以提供用來(lái)設(shè)計(jì)。
期待好版主變壓器部分講的詳細(xì)一點(diǎn)。設(shè)計(jì)步驟及變壓器各部件選擇，如何查資料設(shè)計(jì)等。
一定來(lái)看看
下面先讓我們仿真一下反激flyback電路的工作過程。
在使用耦合電感仿真的時(shí)候，我們需要知道saber中，耦合電感怎么用。簡(jiǎn)單的辦法，就是選擇一個(gè)理想的線性變壓器，然后設(shè)置其電感量來(lái)仿真。還有一個(gè)辦法，就是利用耦合電感K這個(gè)模型來(lái)仿真。感興趣的，可以先看一下這個(gè)帖子：
下圖是我們用來(lái)仿真的電路圖，為了讓大家能看到元件參數(shù)的設(shè)置，我把所有元件的關(guān)鍵參數(shù)都顯示出來(lái)了。還有，因?yàn)榉抡娴男枰?，我把輸入和輸出共地，?shí)際電路當(dāng)然是隔離的。
細(xì)心的朋友可能會(huì)注意到，變壓器的初級(jí)電感量是202uH，參與耦合的卻只有200uH，那么有2uH是漏感。次級(jí)是50uH，沒有漏感。變壓器的電感比是200：50，那么意味著變壓器的匝比NP/NS=2：1
設(shè)定瞬態(tài)掃描，時(shí)間10ms，步長(zhǎng)10ns，看看穩(wěn)態(tài)時(shí)的波形吧：
下面先簡(jiǎn)單敘述其工作原理：
t0時(shí)刻，MOS開通。變壓器初級(jí)電流在輸入電壓的作用下，線性上升，上升速率為Vin/l1。變壓器初級(jí)電壓感應(yīng)到次級(jí)，整流二極管反向截止。二極管承受反壓為Vin/(NP/NS)+Vout。
t1時(shí)刻，MOS關(guān)斷。 變壓器初級(jí)電流被強(qiáng)制關(guān)斷。我們知道電感電流是不能突變的，而現(xiàn)在MOS要強(qiáng)制關(guān)斷初級(jí)電流，那么初級(jí)電感就會(huì)在MOS關(guān)斷過程中，在初級(jí)側(cè)產(chǎn)生一個(gè)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)。根據(jù)電磁感應(yīng)定律，我們知道，這個(gè)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)在原理圖中是下正上負(fù)的。這個(gè)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)通過變壓器的繞組耦合到次級(jí)，由于次級(jí)的同名端和初級(jí)是反的。所以次級(jí)的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)是上正下負(fù)。當(dāng)次級(jí)的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)達(dá)到輸出電壓時(shí)，次級(jí)整流二極管導(dǎo)通。初級(jí)電感在MOS開通時(shí)儲(chǔ)存的能量，通過磁芯耦合到次級(jí)電感，然后通過次級(jí)線圈釋放到次級(jí)輸出電容中。在向輸出電容中轉(zhuǎn)移能量的過程中，由于次級(jí)輸出電容容量很大，電壓基本不變，所以次級(jí)電壓被箝位在輸出電壓Vout，那么因?yàn)榇判纠@組電壓是按匝數(shù)的比例關(guān)系，所以此時(shí)初級(jí)側(cè)的電壓也被箝位在Vout/(NS/NP)，這里為了簡(jiǎn)化分析，我們忽略了二極管的正向?qū)▔航怠?br />
現(xiàn)在我們引入一個(gè)非常重要的概念，反射電壓Vf。反射電壓Vf就是次級(jí)繞組在向次級(jí)整流后的輸出電容轉(zhuǎn)移能量時(shí)，把次級(jí)輸出電壓按照初次級(jí)繞組的匝數(shù)比關(guān)系反射到初級(jí)側(cè)繞組的電壓，數(shù)值為:Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP)，式中，Vd是二極管的正向?qū)▔航?。在本例中，Vout約為20V，Vd約為1V，NP/NS=2，那么反射電壓約為42V。從波形圖上可以證實(shí)這一點(diǎn)。那么我們從原理圖上可以知道，此時(shí)MOS的承受的電壓為Vin+Vf。
也有朋友注意到了，在MOS關(guān)斷的時(shí)候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠(yuǎn)超過Vin+Vf！這是怎么回事呢？這是因?yàn)?，我們的這個(gè)例子中，變壓器的初級(jí)有漏感。漏感的能量是不會(huì)通過磁芯耦合到次級(jí)的。那么MOS關(guān)斷過程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，這個(gè)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)因?yàn)闊o(wú)法被次級(jí)耦合而箝位，電壓會(huì)沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們?cè)诔跫?jí)側(cè)加了一個(gè)RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲(chǔ)存在電容里，然后通過R消耗掉。當(dāng)然，這個(gè)R不僅消耗漏感能量。因?yàn)樵贛OS關(guān)斷時(shí)，所有繞組都共享磁芯中儲(chǔ)存的能量。其實(shí)，留意看看，初級(jí)配上RCD吸收電路，和次級(jí)整流濾波后帶一個(gè)電阻負(fù)載，電路結(jié)構(gòu)完全是相同的。故而初級(jí)側(cè)這時(shí)候也像一個(gè)輸出繞組似的，只不過輸出的電壓是Vf，那么Vf也會(huì)在RCD吸收回路的R上產(chǎn)生功率。因此，初級(jí)側(cè)的RCD吸收回路的R不要取值太小，以避免Vf在其上消耗過多的能量而降低效率。
t3時(shí)刻，MOS再次開通，開始下一個(gè)周期。
那么現(xiàn)在有一個(gè)問題。在一個(gè)工組周期中，我們看到，初級(jí)電感電流隨著MOS的關(guān)斷是被強(qiáng)制關(guān)斷的。在MOS關(guān)斷期間，初級(jí)電感電流為0，電流是不連續(xù)的。那么，是不是我們的這個(gè)電路是工作在DCM狀態(tài)的呢？
非也非也，在flyback電路中，CCM和DCM的判斷，不是按照初級(jí)電流是否連續(xù)來(lái)判斷的。而是根據(jù)初、次級(jí)的電流合成來(lái)判斷的。只要初、次級(jí)電流不同是為零，就是CCM模式。而如果存在初、次級(jí)電流同時(shí)為零的狀態(tài)，就是DCM模式。介于二者之間的就是CRM過渡模式。
所以根據(jù)這個(gè)我們從波形圖中可以看到，當(dāng)MOS開通時(shí)，次級(jí)電流還沒有降到零。而MOS開通時(shí)，初級(jí)電流并不是從零開始上升，故而，這個(gè)例子中的電路是工作在CCM模式的。
我們說(shuō)過，CCM模式是能量不完全轉(zhuǎn)移的。也就是說(shuō)，儲(chǔ)存在磁芯中的能量是沒有完全釋放的。但進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，每周期MOS開通時(shí)新增儲(chǔ)存能量是完全釋放到次級(jí)的。否則磁芯會(huì)飽和的。
樓主把仿真文件也傳上來(lái)，我們便聽課便仿真啊。
真不容易
這是上面這個(gè)仿真的文件。
在上面的電路中，如果我們?cè)龃筝敵鲐?fù)載的阻值，降低輸出電流，可以是電路工作模式進(jìn)入到DCM狀態(tài)。為了使輸出電壓保持不變，MOS的驅(qū)動(dòng)占空比要降低一點(diǎn)。其他參數(shù)保持不變。
同樣，設(shè)定瞬態(tài)掃描，時(shí)間10ms，步長(zhǎng)10ns，看看穩(wěn)態(tài)時(shí)的波形吧：
t0時(shí)刻，MOS開通，初級(jí)電流線性上升。
t1時(shí)刻，MOS關(guān)斷，初級(jí)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)耦合到次級(jí)向輸出電容轉(zhuǎn)移能量。漏感在MOS上產(chǎn)生電壓尖峰。輸出電壓通過繞組耦合，按照匝比關(guān)系反射到初級(jí)。這些和CCM模式時(shí)是一樣的。這一狀態(tài)維持到t2時(shí)刻結(jié)束。
t2時(shí)刻，次級(jí)二極管電流，也就是次級(jí)電感電流降到了零。這意味著磁芯中的能量已經(jīng)完全釋放了。那么因?yàn)槎?jí)管電流降到了零，二極管也就自動(dòng)截止了，次級(jí)相當(dāng)于開路狀態(tài)，輸出電壓不再反射回初級(jí)了。由于此時(shí)MOS的Vds電壓高于輸入電壓，所以在電壓差的作用下，MOS的結(jié)電容和初級(jí)電感發(fā)生諧振。諧振電流給MOS的結(jié)電容放電。Vds電壓開始下降，經(jīng)過1/4之一個(gè)諧振周期后又開始上升。由于RCD箝位電路的存在，這個(gè)振蕩是個(gè)阻尼振蕩，幅度越來(lái)越小。
t2到t3時(shí)刻，變壓器是不向輸出電容輸送能量的。輸出完全靠輸出的儲(chǔ)能電容來(lái)維持。
t3時(shí)刻，MOS再次開通，由于這之前磁芯能量已經(jīng)完全釋放，電感電流為零。所以初級(jí)的電流是從零開始上升的。
從CCM模式和DCM模式的波形中我們可以看到二者波形的區(qū)別：
1，變壓器初級(jí)電流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。
2，次級(jí)整流管電流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。
3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一個(gè)周期開通前，Vds一直維持在Vin+Vf的平臺(tái)上。而DCM模式，在下一個(gè)周期開通前，Vds會(huì)從Vin+Vf這個(gè)平臺(tái)降下來(lái)發(fā)生阻尼振蕩。
所以，只要有示波器，我們就可以很容易從波形上看出來(lái)反激電源是工作在CCM還是DCM狀態(tài)。
另外，從DCM的工作波形上，我們也可以得到一些有意義的提示。
例如，假如我們控制使次級(jí)繞組電流降到零的瞬間，開通MOS進(jìn)入下一個(gè)周期。這樣可以有效利用占空比，降低初級(jí)電流峰值和RMS值。
這種工作方式就是叫做CRM方式?？梢杂米冾l帶電流過零檢測(cè)的IC來(lái)控制。例如L6561\MC34262等。
還有一種方式，就是次級(jí)電流過零后，MOS結(jié)電容和初級(jí)電感諧振放電，我們假如讓MOS在Vds降到最低點(diǎn)的時(shí)候開通，那么可以有效降低容性開通造成的能量損失。這種就是前面提到過的QR準(zhǔn)諧振模式。這樣的控制IC現(xiàn)在也有很多。歡迎知道的朋友補(bǔ)充。
精彩，遺憾的是沒有參數(shù)推導(dǎo)過程，不知后續(xù)會(huì)不會(huì)有？
從文件中看出如下參數(shù)：
1.Vin = 100V
2.Vout = 200V
3.D = 0.3
4.n = Np/Ns = 4
5.Vf(有的書上稱 Vor) ，暫未知。
6.Vd = 1V
我不知 這D，n 的推導(dǎo)的先后順序，我來(lái)試推一下。（假設(shè)在臨界模式，Ton +Toff = T)
根據(jù)伏秒積平衡 Vin *Ton = Vf * TOFF 得到Vf = 100 * 0.3 / 0.7 = 42.8V (好多書上都是先自己定個(gè) Vf 值再來(lái)推 D 的。） 到此糾結(jié)了，Vf = 42.8V 那此時(shí)L2上（變壓器次級(jí)）的電壓只有 4* Vf = 171V 啊，離Vout = 200V 遠(yuǎn)。
呵呵，上面的帖子，我只是用來(lái)闡述buck-boost拓?fù)浜蚮lyback電路的工作原理的。并不是變壓器的具體計(jì)算。里面的參數(shù)是我隨便取的。僅僅是用來(lái)演示仿真結(jié)果的。
后面我會(huì)詳細(xì)寫一下變壓器的計(jì)算方法的。
不好意思，請(qǐng)問您在這一張圖片中，D1的電壓應(yīng)力為什么和Vds同步了啊。FET導(dǎo)通的時(shí)候，Vds好像是小的，D1的電壓應(yīng)力大。D1導(dǎo)通的時(shí)候相反，
請(qǐng)指教。
