前言
AC-DC是最常用的變換器之一，在電動汽車、充電樁等應(yīng)用中非常廣泛。目前應(yīng)用最多的是通過兩級架構(gòu)實(shí)現(xiàn)電能的變換。在中大應(yīng)用功率常采用Vienna PFC + LLC或Vienna PFC + DAB，小功率應(yīng)用中采用Bridgeless PFC + LLC或PFC + LLC等。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，用戶對電力電子功率模塊的體積、成本和功率密度等有了更高的要求。學(xué)者們已在探索采用單級電路架構(gòu)實(shí)現(xiàn)AC-DC變換，查閱相關(guān)雙有源橋變換器時，了解到采用單級AC-DC變換器實(shí)現(xiàn)AC到DC的變換，該文章中所研究的電路拓?fù)錇閱蜗嗾?/span>+DAB變換器，在EPS調(diào)制的基礎(chǔ)上提出了副邊H橋非對稱調(diào)制策略，增加調(diào)試變量，使得變換器的優(yōu)化變得更靈活。根據(jù)當(dāng)下市場的發(fā)展，單級AC-DC充電模塊也初步商用。查閱文獻(xiàn)發(fā)現(xiàn)該拓?fù)湓诔潆姌赌K上有較大的應(yīng)用前景。
目錄
1 概述
2 AEPS調(diào)制的原理及策略優(yōu)化
3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證
4 參考文獻(xiàn)
1 概述
雙有源橋變換器具有軟開關(guān)、能量雙向傳輸和適用寬的電壓范圍等優(yōu)點(diǎn)，在業(yè)界得到了廣泛的應(yīng)用。通常應(yīng)用最多的調(diào)制方法是單移相，為了克服輸入輸出電壓不匹配時峰值電流大、效率低的缺點(diǎn)，學(xué)者們提出了擴(kuò)展移相、雙重移相，三重移相，非對稱PWM的調(diào)制策略來優(yōu)化DAB在中小功率段的性能，對DAB變換器的傳輸功率發(fā)現(xiàn)，隨著負(fù)載加重，在任何調(diào)制方式下都逐漸接近單移相調(diào)制，在單移相調(diào)制下，移相角為0.5時，其傳輸?shù)墓β蔬_(dá)到最大。
隨著技術(shù)的發(fā)展，為了追求變換器的性能、成本和功率密度等，單級AC-DC雙向變換器成為了學(xué)者們研究的一個方向。圖騰柱PFC單級AC-DC變換器，前端為整流器，后端為DAB變換器，采用單級結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)AC-DC變換器，其拓?fù)淙鐖D1所示。
對于整流器部分，S1、S2為高頻臂，S5、S6工作在工頻，Lg表示網(wǎng)側(cè)電感；DAB部分原邊由4個高頻開關(guān)組成，分別為S1～S4，副邊也由4個高頻開關(guān)組成，分別為Q1～Q4，Ls為功率傳輸電感，其大小與傳輸功率密切相關(guān)。由于兩側(cè)均為主動器件，控制非常靈活，便于功率的雙向控制。
2 AEPS調(diào)制的原理及策略優(yōu)化
論文中討論了圖1所示拓?fù)涞牡湫凸ぷ鞑ㄐ?，如圖2所示。AC側(cè)，S5和S6工作在工頻，S1和S4以0.5占空比互補(bǔ)導(dǎo)通，作為高頻臂，整流后的電壓作為DAB變換器的輸入。DAB變換器的EPS調(diào)制策略可分為兩種，一是：在原邊H橋增加內(nèi)移相角；二是：在副邊H橋增加內(nèi)移相角，該文中采用的是第二種，在原邊橋和副邊橋移相的基礎(chǔ)上，在副邊增加了內(nèi)移相角，以此來優(yōu)化DAB變換器的控制。EPS調(diào)制相比較與SPS調(diào)制增加了控制自由度，利于變換器的優(yōu)化，文中還采用了不對稱EPS調(diào)制方法，使EPS的自由度由2變?yōu)?，在不增加控制變量的基礎(chǔ)上使自由度，使變換器的控制更加靈活。
引入非對稱調(diào)制，在時域內(nèi)分析建模，可以將AEPS的調(diào)制分為9種工作模式，其中有5中工作模式電感兩端電壓和電流的乘積小于零的時間較長，對于傳輸有功不利，將其舍棄，剩余4種工作模式，如圖3所示。
與EPS調(diào)制不同，AEPS調(diào)制的非對稱性導(dǎo)致電感電流不對稱，根據(jù)電壓增益和移相角關(guān)系，模式4下，電感電流峰峰值滿足下式
同樣地，其他模式的電感電流可以用同樣的方法計(jì)算，用Maple輔助作圖可以得到上述四種模式的曲線，如圖4所示。
由圖4看出，模式2功率傳輸范圍最寬，且傳輸功率高，模式1、4、5功率傳輸范圍較窄，且傳輸功率低，對3者比較，相同傳輸功率條件下，模式4的電流峰值最小。故APES調(diào)制的工作模式優(yōu)選模式2和模式4。
在多變量控制中，一個期望值往往對應(yīng)多組變量，但這些解不一定都是最優(yōu)解，那么就需要我們找出最優(yōu)解，這個過程稱之為最優(yōu)化。對于變換器而言最直接的優(yōu)化體現(xiàn)在效率上，改變輕載下變換器的效率。對效率優(yōu)化，其本質(zhì)是對電流的優(yōu)化，因?yàn)閷τ谝粋€變換器其線路阻抗一定，在相同功率下，峰值電流越小其線路損耗越小，隨之效率就會上升。
DAB變換器可以對回流功率、電感電流有效值，電感電流峰值等參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，其中研究最多的為峰值電流優(yōu)化，相比而言，有效值優(yōu)化和回流功率優(yōu)化的計(jì)算過程比較復(fù)雜。
該文中采用的優(yōu)化方法為KKT條件，通過構(gòu)建目標(biāo)函數(shù)和約束條件，來尋求最優(yōu)的移相角。本文中的優(yōu)化因額外引入了電感電流初值約束條件優(yōu)化PFC級的電流質(zhì)量，因此不能兼顧ZVS范圍。對模式2和模式4優(yōu)化后得到了如圖5的優(yōu)化策略。
3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證
通過Simulink對變換器進(jìn)行了建模，對比分析了SPS和AEPS調(diào)制策略，相比之下，AEPS網(wǎng)側(cè)電流諧波小。文中還對ZVS情況作了分析，并給出了ZVS的實(shí)際情況。最后搭建了800W實(shí)驗(yàn)平臺，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖6所示。文中的AEPS優(yōu)化策略選擇模式2和模式4，可以實(shí)現(xiàn)移相角的無縫切換，保證了變換器的性能。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出采用AEPS調(diào)制，輕載時，相比于SPS和EPS效率分別提升14.7%和4.6%，滿載時，效率分別提升了5%和1.5%。最終測試，滿載800W輸出時，網(wǎng)側(cè)電流THD為2.63%，小于3%，效率為93.5%。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，AEPS調(diào)制策略優(yōu)化效果較明顯，且實(shí)現(xiàn)了單級AC-DC的雙向功率傳輸，契合當(dāng)下發(fā)展需求。
該文對DAB的EPS調(diào)制策略進(jìn)行優(yōu)化，提出了AEPS調(diào)制策略，并利用KKT條件對其進(jìn)行優(yōu)化，提出了AEPS的優(yōu)化算法，通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了優(yōu)化策略的有效性，本文的意義還在于實(shí)現(xiàn)了單級AC-DC的雙向變換，兼顧了網(wǎng)側(cè)THD且效率較高，切合當(dāng)下市場對AC-DC變換的需求，對其技術(shù)的發(fā)展有很大的意義。
4 參考文獻(xiàn)
[1] 圖騰柱雙有源橋AC-DC變換器的非對稱擴(kuò)展移相優(yōu)化調(diào)制策略-余城洋
往期筆記
文獻(xiàn)筆記1---“一種適用于半橋LLC的調(diào)幅調(diào)頻混合控制方法”
文獻(xiàn)筆記2---一種應(yīng)用于SR-DAB的DPS-VF控制方法
文獻(xiàn)筆記4---一種寬輸出單級隔離型無橋PFC拓?fù)?/a>
文獻(xiàn)筆記5---基于無傳感器的Mhz高壓LLC變換器SR技術(shù)
文獻(xiàn)筆記6---開關(guān)電源環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)
文獻(xiàn)筆記7---全橋CLL諧振變換器諧振參數(shù)優(yōu)化方法
文獻(xiàn)筆記8---LLC變換器的平面磁設(shè)計(jì)與整體參數(shù)優(yōu)化
文獻(xiàn)筆記9---LLC-DCX變換器并機(jī)諧振網(wǎng)絡(luò)及均流優(yōu)化
文獻(xiàn)筆記10---一種高效率BBLLC-LLC混合變換器
文獻(xiàn)筆記11---半橋三電平LLC變換器諧振參數(shù)優(yōu)化
文獻(xiàn)筆記12---一種單級隔離型軟開關(guān)PFC變換器
文獻(xiàn)筆記13---一種具有短路限制的GaN及驅(qū)動、保護(hù)的實(shí)現(xiàn)
文獻(xiàn)筆記14---一種分段氣隙的CLLC變換器平面變壓器設(shè)計(jì)
文獻(xiàn)筆記15---SPS&DPS混合調(diào)制的DAB變換器優(yōu)化
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