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【文檔】LDO 噪聲詳解

隨著通信信道的復(fù)雜度和可靠性不斷增加,人們對于電信系統(tǒng)的要求和期望也不斷提高。這些通信系統(tǒng)高度依賴于高性能、高時鐘頻率和數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器器件,而這些器件的性能又非常依賴于系統(tǒng)電源軌的質(zhì)量。當(dāng)使用一個高噪聲電源供電時,時鐘或者轉(zhuǎn)換器 IC 無法達(dá)到最高性能。僅僅只是少量的電源噪聲,便會對性能產(chǎn)生極大的負(fù)面影響。本文將對一種基本 LDO 拓?fù)溥M(jìn)行仔細(xì)研究,找出其主要噪聲源,并給出最小化其輸出噪聲的一些方法。

 表明電源品質(zhì)的一個關(guān)鍵參數(shù)是其噪聲輸出,它常見的參考值為 RMS 噪聲測量或者頻譜噪聲密度。為了獲得最低 RMS 噪聲或者最佳頻譜噪聲特性,線性電壓穩(wěn)壓器(例如:低壓降電壓穩(wěn)壓器,LDO),始終比開關(guān)式穩(wěn)壓器有優(yōu)勢。這讓其成為噪聲敏感型應(yīng)用的選擇。

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老梁頭
LV.10
2
2012-12-25 18:11

基本 LDO 拓?fù)?/span>

一個簡單的線性電壓穩(wěn)壓器包含一個基本控制環(huán)路,其負(fù)反饋與內(nèi)部參考比較,以提供恒定電壓與輸入電壓、溫度或者負(fù)載電流的變化或者擾動無關(guān)。

1 顯示了一個 LDO 穩(wěn)壓器的基本結(jié)構(gòu)圖。紅色箭頭表示負(fù)反饋信號通路。輸出電壓 VOUT 通過反饋電阻 R1 R2 分壓,以提供反饋電壓 VFB。VFB 與誤差放大器負(fù)輸入端的參考電壓 VREF 比較,提供柵極驅(qū)動電壓 VGATE。最后,誤差信號驅(qū)動輸出晶體管 NFET,以對 VOUT 進(jìn)行調(diào)節(jié)。

 

簡單噪聲分析以圖 2 作為開始。藍(lán)色箭頭表示由常見放大器差異代表的環(huán)路子集(電壓跟隨器或者功率緩沖器)。這種電壓跟隨器電路迫使 VOUT 跟隨 VREF。VFB為誤差信號,其參考 VREF。在穩(wěn)定狀態(tài)下,VOUT 大于 VREF,其如方程式 1 所描述:

 

 

其中,1 + R1/R2 為誤差放大器必須達(dá)到穩(wěn)態(tài)輸出電壓 (VOUT) 的增益。


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老梁頭
LV.10
3
2012-12-25 18:13
@老梁頭
拓?fù)湟粋€簡單的線性電壓穩(wěn)壓器包含一個基本控制環(huán)路,其負(fù)反饋與內(nèi)部參考比較,以提供恒定電壓—與輸入電壓、溫度或者負(fù)載電流的變化或者擾動無關(guān)。顯示了一個LDO通過反饋電阻R1分壓,以提供反饋電壓VFB與誤差放大器負(fù)輸入端的參考電壓VREF。最后,誤差信號驅(qū)動輸出晶體管NFET進(jìn)行調(diào)節(jié)。其中,1+R1/R2的增益。

假設(shè)電壓參考不理想,并在其DC輸出電壓(VREF)上有一個有效噪聲因數(shù)VNREF。假設(shè)圖 2中所有電路模塊均理想,VOUT 便為噪聲源的函數(shù)??梢暂p松地對方程式 1 進(jìn)行修改,以考慮到噪聲源,如方程式 2 所示:

 

其中,VNREF 為輸出的單獨(dú)噪聲影響因素,如方程式 3 所示:

 

通過方程式 2 3,我們可以清楚地看到,更高的輸出電壓產(chǎn)生更高的輸出噪聲。反饋電阻 R1 R2 設(shè)置(或者調(diào)節(jié))輸出電壓,從而設(shè)置輸出噪聲電壓。因此,許多LDO器件的特點(diǎn)是,噪聲性能與輸出電壓有關(guān)。例如,VN = 16 μVRMS×VOUT說明了一種標(biāo)準(zhǔn)的輸出噪聲描述方式。

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老梁頭
LV.10
4
2012-12-25 18:52
@老梁頭
輸出電壓(VREF(REF。假設(shè)圖2便為噪聲源的函數(shù)??梢暂p松地對方程式1所示:其中,VN)所示:

主要 LDO 輸出電壓噪聲源

對于大多數(shù)典型的LDO器件來說,主要輸出噪聲源為方程式3所示經(jīng)過放大的參考噪聲。雖然總輸出噪聲因器件不同而各異,但一般都是如此。圖 3 為一個完整的結(jié)構(gòu)圖,顯示了其各個電路組件的相應(yīng)等效噪聲源。由于任何有電流流過的器件都是一個潛在的噪聲源,圖 1 和圖 2 所示所有單個組件均為一個噪聲源。

4 由圖3 改畫而來,目的是包括 OUT 節(jié)點(diǎn)的所有等效參考噪聲源。完整的噪聲方程式為:

 

 

4 統(tǒng)一噪聲源LDO 拓?fù)?/span>

 

在大多數(shù)情況下,由于參考電壓模塊即能帶隙電路由許多電阻器、晶體管和電容器組成,因此 VNREF 往往會大于該方程式中最后三個噪聲源,其中 VN(REF) >> VN(R1)或者 VN(REF) >> VN(R2)。因此,方程式 4 可以簡化為:

 

就高性能 LDO 器件而言,常見的方法是添加一個降噪 (NR) 引腳,以消除參考噪聲。圖5描述了NR引腳如何降低噪聲。由于VNREF為主要輸出噪聲源,因此我們在參考電壓模塊(VREF)和誤差放大器之間插入一個RC濾波電容器CNR,旨在減少這種噪聲。RC 濾波器減少噪聲的程度由一個衰減函數(shù)決定:

 

其中

 

5 參考噪聲濾波器LDO 拓?fù)?/span>

 

 

因此,放大參考噪聲被降至(1 + R1/R2) × VN(REF) × GRC,則方程式5變?yōu)椋?/span>

 

現(xiàn)實(shí)世界中,所有控制信號電平均依賴于頻率,包括噪聲信號在內(nèi)。如果誤差放大器帶寬有限,則高頻參考噪聲 (VN(REF)) 通過誤差放大器濾波,其方式與使用 RC 濾波器類似。但在實(shí)際情況下,誤差放大器往往具有非常寬的帶寬,因此 LDO 器件擁有非常好的電源紋波抑制 (PSRR) 性能,其為高性能 LDO 的另一個關(guān)鍵性能參數(shù)。為了滿足這種矛盾的要求,IC 廠商選擇使用寬帶寬誤差放大器,以實(shí)現(xiàn)最佳低噪聲 PSRR。如果低噪聲也為強(qiáng)制要求,則這樣做會帶來 NR 引腳功能的使用。

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老梁頭
LV.10
5
2012-12-25 18:53
@老梁頭
輸出電壓噪聲源對于大多數(shù)典型的LDO器件來說,主要輸出噪聲源為方程式3所示經(jīng)過放大的參考噪聲。雖然總輸出噪聲因器件不同而各異,但一般都是如此。圖3為一個完整的結(jié)構(gòu)圖,顯示了其各個電路組件的相應(yīng)等效噪聲源。由于任何有電流流過的器件都是一個潛在的噪聲源,圖1和圖2所示所有單個組件均為一個噪聲源。由圖3節(jié)點(diǎn)的所有等效參考噪聲源。完整的噪聲方程式為:[圖片] 圖4統(tǒng)一噪聲源LDO拓?fù)鋄圖片] (REF往往會大于該方程式中最后三個噪聲源,其中VN(REF)>>VN(R1)。因此,方程式4[圖片] 器件而言,常見的方法是添加一個降噪(NR)描述了NR(REF為主要輸出噪聲源,因此我們在參考電壓模塊(VREF濾波電容器CNR濾波器減少噪聲的程度由一個衰減函數(shù)決定:圖5拓?fù)鋄圖片] ,則方程式5[圖片] 現(xiàn)實(shí)世界中,所有控制信號電平均依賴于頻率,包括噪聲信號在內(nèi)。如果誤差放大器帶寬有限,則高頻參考噪聲(VN(REF))通過誤差放大器濾波,其方式與使用RC濾波器類似。但在實(shí)際情況下,誤差放大器往往具有非常寬的帶寬,因此LDO器件擁有非常好的電源紋波抑制(PSRR)性能,其為高性能LDO的另一個關(guān)鍵性能參數(shù)。為了滿足這種矛盾的要求,IC廠商選擇使用寬帶寬誤差放大器,以實(shí)現(xiàn)最佳低噪聲PSRR。如果低噪聲也為強(qiáng)制要求,則這樣做會帶來NR引腳功能的使用。

典型電路中參考噪聲的控制

放大參考噪聲

TI TPS74401 LDO 用于測試和測量。表 1 列出了常見配置參數(shù)。請注意,為了便于閱讀,TPS74401 產(chǎn)品說明書的軟啟動電容器 CSS 是指降噪電容器 CNR。

1 設(shè)置參數(shù)

VIN=VOUT(目標(biāo)值)0.3V     IOUT=0.5A     COUT=10μF

VOUT(目標(biāo)值)

R1

R2

1+R1/R2

3.3V

31.25k?

10k?

4.125

1.8V

12.5k?

10k?

2.25

1.2V

5k?

10k?

1.5

0.8V

0?(短路OUT 節(jié)點(diǎn)至FB節(jié)點(diǎn))

開路

1

 

首先,使用一個可忽略不計的小 CNR,研究放大器增益的影響。圖 6 顯示了RMS 噪聲與輸出電壓設(shè)置的對比情況。如前所述,主要噪聲源 VNREF 通過反饋電阻器 R1 R2 的比放大。我們將方程式 7 修改為方程式 8 的形式:

  

其中,VNOther為所有其它噪聲源的和。

如果方程式 8 擬合y=ax+ b的線性曲線,如圖 6 中紅色虛線所示,則 VNREF(斜率項(xiàng))可估算為 19 μVRMS,而 VN(Other)y 截距項(xiàng))為 10.5μVRMS。正如在后面我們根據(jù)“降噪(NR)引腳效應(yīng)”說明的那樣,CNR 的值為 1pF,目的是將 RC 濾波器效應(yīng)最小化至可忽略不計水平,而 GRC 被看作等于 1。在這種情況下,基本假定 VNREF 為主要噪聲源。

請注意,當(dāng) OUT 節(jié)點(diǎn)短路至 FB 節(jié)點(diǎn)時噪聲最小,其讓方程式 8 的放大器增益(1 + R1/R2)等于1R1=0)。圖 6 顯示,該最小噪聲點(diǎn)約為 30 μVRMS。

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老梁頭
LV.10
6
2012-12-26 21:15
@老梁頭
典型電路中參考噪聲的控制放大參考噪聲TITPS74401LDO用于測試和測量。表1列出了常見配置參數(shù)。請注意,為了便于閱讀,TPS74401產(chǎn)品說明書的軟啟動電容器CSS是指降噪電容器CNR。表1設(shè)置參數(shù)VIN=VOUT(目標(biāo)值)+0.3V    IOUT=0.5A    COUT=10μFVOUT(目標(biāo)值)R1R21+R1/R23.3V31.25k?10k?4.1251.8V12.5k?10k?2.251.2V5k?10k?1.50.8V0?(短路OUT節(jié)點(diǎn)至FB節(jié)點(diǎn))開路1 首先,使用一個可忽略不計的小CNR,研究放大器增益的影響。圖6顯示了RMS噪聲與輸出電壓設(shè)置的對比情況。如前所述,主要噪聲源VN(REF)通過反饋電阻器R1和R2的比放大。我們將方程式7修改為方程式8的形式:[圖片]  其中,VN(Other)為所有其它噪聲源的和。如果方程式8擬合y=ax+b的線性曲線,如圖6中紅色虛線所示,則VN(REF)(斜率項(xiàng))可估算為19μVRMS,而VN(Other)(y截距項(xiàng))為10.5μVRMS。正如在后面我們根據(jù)“降噪(NR)引腳效應(yīng)”說明的那樣,CNR的值為1pF,目的是將RC濾波器效應(yīng)最小化至可忽略不計水平,而GRC被看作等于1。在這種情況下,基本假定VN(REF)為主要噪聲源。請注意,當(dāng) OUT 節(jié)點(diǎn)短路至FB節(jié)點(diǎn)時噪聲最小,其讓方程式8的放大器增益(1+R1/R2)等于1(R1=0)。圖6顯示,該最小噪聲點(diǎn)約為30μVRMS。

C抵銷放大參考噪聲

本小節(jié)介紹一種實(shí)現(xiàn)最小輸出噪聲配置的有效方法。如圖 7 所示,一個前饋電容器 CFF 向前傳送(繞開)R1 周圍的輸出噪聲。這種繞開或者短路做法,可防止在高于 R1 CFF 諧振頻率 fResonant時參考噪聲因誤差放大器增益而增加,其中:

 

輸出噪聲變?yōu)椋?/span>

 

 

8 顯示了RMS噪聲相對于前饋電容 (CFF) 和不同輸出電壓設(shè)置的變化。請注意,每個 RMS 圖線上各點(diǎn)代表上述電路狀態(tài)下整個給定帶寬的完整噪聲統(tǒng)計平均數(shù)。正如我們預(yù)計的那樣,所有曲線朝 30 μVRMS 左右的最小輸出噪聲匯集;換句話說,由于 CFF 效應(yīng),噪聲匯聚于 VN(REF) + VN(Other)。

  8 前饋電容對噪聲的影響

 

8 對此進(jìn)行了描述。CFF 值大于 100nF時,方程式 8 1 + R1/R2 的放大器增益被抵銷掉。出現(xiàn)這種情況的原因是,盡管低頻噪聲未被 CFF 完全抵銷,但是低頻噪聲對 RMS 計算的總統(tǒng)計平均數(shù)影響不大。為了觀察 CFF 的實(shí)際效果,我們必需查看噪聲電壓的實(shí)際頻譜密度圖(圖9)。圖9表明,CFF=10μF 曲線的噪聲最小,但是某些頻率以上時所有曲線均接近于這條最小噪聲曲線。這些頻率相當(dāng)于由 R1 CFF 值決定的諧振極點(diǎn)頻率。R1等于31.6 k? 時計算得到的 CFF值,請參見表 2。

2 計算得諧振頻率

 

CFF=10pF

CFF=1nF

CFF=100nF

CFF=10μF

fResonant

504kHz

504kHz

504kHz

504kHz

9 表明,50Hz 附近時,CFF=100 nF 曲線轉(zhuǎn)降。5 kHz 附近時,CFF=1 nF 曲線轉(zhuǎn)降,但是 CFF=10 pF 時諧振頻率受 LDO噪聲總內(nèi)部效應(yīng)影響。通過觀察圖 9,我們后面均假設(shè) CFF=10μF 最小噪聲。

 

降噪 (NR) 引腳的效果

NR 引腳和接地之間使用 RC 濾波器電容(CNR)時,GRC 下降。圖 10 表明 RMS噪聲為 CNR 的函數(shù)(參見圖 5)。稍后,我們將在第三段“其它技術(shù)考慮因素”中說明這兩條曲線的差異。 

 

10 利用 10Hz 100 kHz 更寬融合范圍,來捕捉低頻區(qū)域的性能差異。CNR=1pF 時,兩條曲線表現(xiàn)出非常高的RMS噪聲值。盡管圖 10 沒有顯示,但不管是否 CNR=1pF,都沒有 RMS 噪聲差異。這就是為什么在前面小節(jié)“放大參考噪聲”中,我們把GRC被看作等于 1 的原因。

正如我們預(yù)計的那樣,隨著 CNR 增加,RMS 噪聲下降,并在 CNR=1μF 時朝約12.5 μVRMS 的最小輸出噪聲匯聚。

CFF= 10μF 時,放大器增益(1 + R1/R2)可以忽略不計。因此,方程式 8 可以簡寫為:

 

正如我們看到的那樣,VN(Other) 并不受 CNR 影響。因此,CNR保持 10.5 μVRMS,其由圖 6 所示數(shù)據(jù)曲線擬合度決定。方程式 10 可以表示為:

 

接下來,我們要確定 GRC 降噪電容的影響,這一點(diǎn)很重要。圖 10 中曲線的最小測量噪聲,讓我們可以將方程式10改寫為:

 

其中,求解VN(REF) × GRC 得到 2μVRMS。增加 CNR 會使參考噪聲從19.5μVRMS降至 2 μVRMS,也就是說,在 10 Hz 100kHz 頻率范圍,GRC 從整數(shù)降至 0.1 (2/19.5) 平均數(shù)。

11 顯示了CNR 如何降低頻域中的噪聲。與圖 9 所示小 CFF 值一樣,更小的 CNR 開始在高頻起作用。請注意,CNR最大值 1μF 表明最低噪聲。盡管 CNR = 10 Nf 曲線表明最小噪聲幾乎接近于 CNR = 1 μF 的曲線,10-Nf 曲線顯示30Hz 100Hz 之間有一小塊突出部分。

 

8所示曲線(CNR= 1 pF),可改進(jìn)為圖 12CNR = 1 μF)。圖 8顯示 CFF = 100 Nf CFF = 10 μF 之間幾乎沒有 RMS 噪聲差異,但是圖 12 清楚地顯示出了差異。

  12 中,不管輸出電壓是多少,CFF = 10 μF CNR = 1 μF 均帶來最低噪聲值12.5μVRMS,也即最小 GRC 值(換句話說,RC濾波器的最大效果)為 0.112.5μVRMS 值為 TI 器件 TPS74401的底限噪聲。

12 噪聲優(yōu)化以后RMS 噪聲與前饋電容的關(guān)系

 

當(dāng)我們把一個新LDO器件用于噪聲敏感型應(yīng)用時,利用大容量CFFCNR電容確定這種器件的獨(dú)有本底噪聲是一種好方法。圖12表明RMS噪聲曲線匯聚于本底噪聲值。

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老梁頭
LV.10
7
2012-12-26 21:27
@老梁頭
C抵銷放大參考噪聲本小節(jié)介紹一種實(shí)現(xiàn)最小輸出噪聲配置的有效方法。如圖7所示,一個前饋電容器CFF向前傳送(繞開)R1周圍的輸出噪聲。這種繞開或者短路做法,可防止在高于R1和CFF諧振頻率fResonant時參考噪聲因誤差放大器增益而增加,其中:[圖片] 輸出噪聲變?yōu)椋篬圖片] [圖片] 圖8顯示了RMS噪聲相對于前饋電容(CFF)和不同輸出電壓設(shè)置的變化。請注意,每個RMS圖線上各點(diǎn)代表上述電路狀態(tài)下整個給定帶寬的完整噪聲統(tǒng)計平均數(shù)。正如我們預(yù)計的那樣,所有曲線朝30μVRMS左右的最小輸出噪聲匯集;換句話說,由于CFF效應(yīng),噪聲匯聚于VN(REF)+VN(Other)。 圖8前饋電容對噪聲的影響[圖片] 圖8對此進(jìn)行了描述。CFF值大于100nF時,方程式8中1+R1/R2的放大器增益被抵銷掉。出現(xiàn)這種情況的原因是,盡管低頻噪聲未被CFF完全抵銷,但是低頻噪聲對RMS計算的總統(tǒng)計平均數(shù)影響不大。為了觀察CFF的實(shí)際效果,我們必需查看噪聲電壓的實(shí)際頻譜密度圖(圖9)。圖9表明,CFF=10μF曲線的噪聲最小,但是某些頻率以上時所有曲線均接近于這條最小噪聲曲線。這些頻率相當(dāng)于由R1和CFF值決定的諧振極點(diǎn)頻率。R1等于31.6k?時計算得到的CFF值,請參見表2。表2計算得諧振頻率 CFF=10pFCFF=1nFCFF=100nFCFF=10μFfResonant504kHz504kHz504kHz504kHz圖9表明,50Hz附近時,CFF=100nF曲線轉(zhuǎn)降。5kHz附近時,CFF=1nF曲線轉(zhuǎn)降,但是CFF=10pF時諧振頻率受LDO噪聲總內(nèi)部效應(yīng)影響。通過觀察圖9,我們后面均假設(shè)CFF=10μF最小噪聲。[圖片] 降噪(NR)引腳的效果在NR引腳和接地之間使用RC濾波器電容(CNR)時,GRC下降。圖10表明RMS噪聲為CNR的函數(shù)(參見圖5)。稍后,我們將在第三段“其它技術(shù)考慮因素”中說明這兩條曲線的差異。 [圖片] 圖10利用10Hz到100kHz更寬融合范圍,來捕捉低頻區(qū)域的性能差異。CNR=1pF時,兩條曲線表現(xiàn)出非常高的RMS噪聲值。盡管圖10沒有顯示,但不管是否CNR=1pF,都沒有RMS噪聲差異。這就是為什么在前面小節(jié)“放大參考噪聲”中,我們把GRC被看作等于1的原因。正如我們預(yù)計的那樣,隨著CNR增加,RMS噪聲下降,并在CNR=1μF時朝約12.5μVRMS的最小輸出噪聲匯聚。CFF=10μF時,放大器增益(1+R1/R2)可以忽略不計。因此,方程式8可以簡寫為:[圖片] 正如我們看到的那樣,VN(Other)并不受CNR影響。因此,CNR保持10.5μVRMS,其由圖6所示數(shù)據(jù)曲線擬合度決定。方程式10可以表示為:[圖片] 接下來,我們要確定GRC降噪電容的影響,這一點(diǎn)很重要。圖10中曲線的最小測量噪聲,讓我們可以將方程式10改寫為:[圖片] 其中,求解VN(REF)×GRC得到2μVRMS。增加CNR會使參考噪聲從19.5μVRMS降至2μVRMS,也就是說,在10Hz到100kHz頻率范圍,GRC從整數(shù)降至0.1(2/19.5)平均數(shù)。圖11顯示了CNR如何降低頻域中的噪聲。與圖9所示小CFF值一樣,更小的CNR開始在高頻起作用。請注意,CNR最大值1μF表明最低噪聲。盡管CNR=10Nf曲線表明最小噪聲幾乎接近于CNR=1μF的曲線,10-Nf曲線顯示30Hz和100Hz之間有一小塊突出部分。[圖片] 圖8所示曲線(CNR=1pF),可改進(jìn)為圖12(CNR=1μF)。圖8顯示CFF=100Nf和CFF=10μF之間幾乎沒有RMS噪聲差異,但是圖12清楚地顯示出了差異。 圖12中,不管輸出電壓是多少,CFF=10μF和CNR=1μF均帶來最低噪聲值12.5μVRMS,也即最小GRC值(換句話說,RC濾波器的最大效果)為0.1。12.5μVRMS值為TI器件TPS74401的底限噪聲。噪聲優(yōu)化以后RMS[圖片] 器件用于噪聲敏感型應(yīng)用時,利用大容量CFF電容確定這種器件的獨(dú)有本底噪聲是一種好方法。圖12噪聲曲線匯聚于本底噪聲值。

其他技術(shù)考慮因素

降噪電容器的慢啟動效應(yīng)

除降噪以外,RC濾波器還會起到一個RC延遲電路的作用。因此,較大的CNR值會引起穩(wěn)壓器參考電壓的較大延遲。
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老梁頭
LV.10
8
2012-12-26 21:27
@老梁頭
降噪電容器的慢啟動效應(yīng)除降噪以外,RC濾波器還會起到一個RC延遲電路的作用。因此,較大的CNR值會引起穩(wěn)壓器參考電壓的較大延遲。

前饋電容器的慢啟動效應(yīng)

CFF利用一種機(jī)制繞過R1反饋電阻AC信號,而憑借這種機(jī)制,其在激活事件發(fā)生后VOUT不斷上升時,也繞過輸出電壓反饋信息。直到CFF完全充電,誤差放大器才利用更大的負(fù)反饋信號,從而導(dǎo)致慢啟動。

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老梁頭
LV.10
9
2012-12-26 21:28
@老梁頭
利用一種機(jī)制繞過R1信號,而憑借這種機(jī)制,其在激活事件發(fā)生后VOUT完全充電,誤差放大器才利用更大的負(fù)反饋信號,從而導(dǎo)致慢啟動。

為什么高VOUT值會導(dǎo)致更小的RMS噪聲

在圖8和圖10中,相比VOUT=0.8V的情況,VOUT=3.3V曲線的噪聲更小。我們知道,更高的電壓設(shè)置會增加參考噪聲,因此這看起來很奇怪。對于這種現(xiàn)象的解釋是,由于CFF連接至OUT節(jié)點(diǎn),因此除繞過電阻器R1的噪聲信號以外,CFF還有增加輸出電容值的效果。圖12表明,由于參考噪聲被最小化,我們便可以觀測到這種現(xiàn)象。
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老梁頭
LV.10
10
2012-12-26 21:28
@老梁頭
值會導(dǎo)致更小的RMS

RMS噪聲值

由于TPS74401的本底噪聲為12.5μVRMS,它是市場上噪聲最低的LDO之一。在設(shè)計一個超低噪聲穩(wěn)壓器過程中,12.5 μVRMS絕對值是一個較好的參考值。

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老梁頭
LV.10
11
2012-12-26 21:28
@老梁頭
RMS由于TPS74401,它是市場上噪聲最低的LDO絕對值是一個較好的參考值。

結(jié)論

本文深入探討了LDO器件的基本噪聲以及如何將其降至最小,具體包括:

l       每種電路模塊對輸出噪聲的影響程度

l       參考電壓如何成為主要的噪聲源(經(jīng)誤差放大器放大)

l       如何抵銷經(jīng)過放大的參考噪聲

l       NR功能的工作原理

 謹(jǐn)慎選擇降噪電容器 (CNR) 和前饋電容器 (CFF),可以將 LDO輸出噪聲最小化至器件獨(dú)有的本底噪聲水平。利用這種噪聲最小化配置,LDO 器件便可保持本底噪聲值,讓其同非優(yōu)化配置中常常影響噪聲水平的一些參數(shù)無關(guān)。

 給電路添加 CNR CFF 時存在慢啟動副作用,因此我們必須認(rèn)真選擇這些電容器,以實(shí)現(xiàn)快速升壓。

 本文所述方法已經(jīng)用于優(yōu)化 TI TPS7A8101LDO 的噪聲。在 TPS7A8101 產(chǎn)品說明書第 10 頁,不管參數(shù)如何變化,器件都擁有恒定的噪聲值。

參考文獻(xiàn)

1、《可編程軟啟動3.0A超低噪聲LDO》,發(fā)表于《TPS74xx》產(chǎn)品說明書www.ti.com/lit/SBVS066M

2、《低噪、寬帶寬、高PSRR、低壓降1A線性穩(wěn)壓器》,發(fā)表于

TPS7A8101產(chǎn)品說明書》www.ti.com/lit/SBVS179A

 

相關(guān)網(wǎng)站

電源管理:http://www.ti.com.cn/lsds/ti_zh/analog/powermanagement/power_portal.page

TPS7A8101www.ti.com.cn/product/cn/TPS7A8101

TPS74401www.ti.com.cn/product/cn/TPS74401

 

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yang_2013
LV.2
12
2013-01-06 17:39
@老梁頭
本文深入探討了LDO

分析的好詳細(xì)

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