摘要

隨著汽車電動化推進，智能充電基礎(chǔ)設(shè)施正在迅速普及，智能電網(wǎng)內(nèi)部的V2G車輛給電網(wǎng)充電應(yīng)用也是方興未艾，越來越多的應(yīng)用領(lǐng)域要求有源前端電力變換器具有雙向電流變換功能。本文在典型的三相電力應(yīng)用中分析了SiC功率MOSFET在高頻PFC變換器中的應(yīng)用表現(xiàn)，證明碳化硅電力解決方案的優(yōu)勢，例如，將三相兩電平全橋(B6)變換器和NPC2三電平(3L-TType)變換器作為研究案例，并與硅功率半導(dǎo)體進行了輸出功率和開關(guān)頻率比較。

前言

隨著汽車電動化推進，智能充電基礎(chǔ)設(shè)施正在迅速普及，智能電網(wǎng)內(nèi)部的V2G車輛給電網(wǎng)充電應(yīng)用也是方興未艾，越來越多的應(yīng)用領(lǐng)域要求有源前端電力變換器具有雙向電流變換功能。本文在典型的三相電力應(yīng)用中分析了SiC功率MOSFET在高頻PFC變換器中的應(yīng)用表現(xiàn)，證明碳化硅電力解決方案的優(yōu)勢。

在有源前端雙向變換器內(nèi)的SiC MOSFET

電力變換器拓撲的選擇與半導(dǎo)體技術(shù)的可用性密切相關(guān)。最近推出的碳化硅(SiC)有源開關(guān)技術(shù)即SiC MOSFET，將電力變換拓撲拓展到開關(guān)頻率更高的應(yīng)用領(lǐng)域。圖1給出了典型技術(shù)與功率大小和開關(guān)頻率的關(guān)系圖。SiC器件的應(yīng)用領(lǐng)域相當(dāng)廣泛，并且隨著技的發(fā)展和生產(chǎn)成本優(yōu)化，其應(yīng)用范圍還在不斷擴大。

圖1：技術(shù)與應(yīng)用定位圖

本文對采用硅基IGBT和SiC MOSFET兩種不同的功率半導(dǎo)體技術(shù)的典型三相兩電平全橋(B6)和NPC2三電平(3L-TType) 雙向電力變換器進行了能效與開關(guān)頻率關(guān)系評測。

圖2：基于SiC MOSFET的兩電平全橋(B6)和NPC2三電平(3L-TT) 雙向PFC變換器

使用表1中列出的公式進行計算了兩電平轉(zhuǎn)換器的功率損耗，其中包括導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。計算公式考慮了調(diào)制指數(shù)M=Vac/(Vdc/2)，以及決定雙向轉(zhuǎn)換器工作模式的輸入電壓和電流之間的相位角。開關(guān)損耗的特性數(shù)據(jù)是基本參數(shù)，可以從數(shù)據(jù)手冊中獲取，并根據(jù)所考慮的輸出電壓Vdc和開關(guān)電流IL，考慮開關(guān)能量值的比例因子。三電平T型變換器的功耗計算需要采用專門的公式[2]，將放在最終論文中討論。

表1：功率損耗計算公式

計算過程已考慮到表2中列出的電力變換器的規(guī)格和表3中列出的圖2電路所用的電力電子器件，評估了兩個變換器的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗，以及半導(dǎo)體能效與開關(guān)頻率的函數(shù)關(guān)系?？紤]到變換器有整流器和逆變器兩個模式，將開關(guān)頻率范圍設(shè)定在10kHz至100kHz之間，評測結(jié)果如圖3和圖4所示。觀察能效評測結(jié)果不難發(fā)現(xiàn)，隨著開關(guān)頻率增加，SiC MOSFET的優(yōu)勢明顯高于硅基IGBT，在兩電平全橋拓撲中，兩者在100kHz時能效差距高達10％，最終版論文將進行全面的探討。最后，為了驗證計算結(jié)果，開發(fā)了一個可配置的測試平臺，如圖5所示，測試結(jié)果將列在在最終版論文中。

表2：電力變換器規(guī)格

表3：功率器件的特性

圖3：兩電平電力變換器的功率損耗和能效與開關(guān)頻率的關(guān)系：IGBT vs SiC MOSFET

圖4：三電平3LTT電力變換器的功率損耗和能效與開關(guān)頻率的關(guān)系：IGBT vs SiC MOSFET

結(jié)論

圖5 –測試平臺原型的原理圖和實物圖。

本文評測了大功率 PFC 的拓撲結(jié)構(gòu)，介紹了 SiC MOSFET 在高頻高壓應(yīng)用中的性能。特別是，在兩電平變換器中，SiC MOSFET與IGBT相比的優(yōu)勢更加明顯，因為高頻開關(guān)最大輸出直流電壓需要擊穿電壓更高的半導(dǎo)體器件，這對能效有不利的影響，在100kHz時，將能效降低多達10％。